數(shù)字預(yù)失真（DPD）是目前無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)中最基本的構(gòu)建塊之一。其用于提高功率放大器的效率。通過(guò)減少功率放大器在其非線(xiàn)性區(qū)運(yùn)行時(shí)產(chǎn)生的失真，功率放大器的效率可得到大幅提升。
不使用 CFR 或 DPD 算法的無(wú)線(xiàn)基站通常效率較低，因此運(yùn)營(yíng)和資金設(shè)備成本也較高。一個(gè)輸出 WCDMA 波形的典型 AB 類(lèi) LDMOS 功率放大器的效率約為 15－20％。利用 CFR 和 DPD 算法，效率可提升至 40％，從而大幅降低網(wǎng)絡(luò)運(yùn)營(yíng)商的資本支出和運(yùn)營(yíng)支出。
據(jù)悉，Xilinx新系列功率放大器設(shè)計(jì)采用 Doherty 架構(gòu)以及 Xilinx DPD 內(nèi)核，效率可提升至 50％ 以上的水平。
本文通參考MATLAB的RF仿真工具，展示如何在發(fā)射機(jī)中使用數(shù)字預(yù)失真（DPD）來(lái)抵消功率放大器中非線(xiàn)性的影響。我們使用Power Amplifier Characterization 的模型，得到功率放大器特性的例子來(lái)模擬兩種情況。在第一個(gè)仿真中，射頻發(fā)射機(jī)發(fā)送雙音信號(hào)。在第二個(gè)仿真中，射頻發(fā)射機(jī)發(fā)送一個(gè)類(lèi)似5G的OFDM波形，帶寬為100 MHz。
一、兩正弦波信號(hào)測(cè)試DPD
Simulink RF Blockset模型： System－level model PA ＋ DPD with two tones．
該模型包括一個(gè)雙音信號(hào)發(fā)生器，用于測(cè)試系統(tǒng)的輸出參考的三階截距點(diǎn)。該模型包括使用I－Q調(diào)制器的射頻上變頻、PA模型、用于探測(cè)PA輸出的耦合器和代表天線(xiàn)負(fù)載效應(yīng)的s參數(shù)塊。接收鏈進(jìn)行下變頻到低中頻。注意，本系統(tǒng)的仿真帶寬為107．52 MHz。
當(dāng)撥動(dòng)開(kāi)關(guān)處于向上位置時(shí)，可以不使用DPD對(duì)模型進(jìn)行仿真。仿真模型如下圖所示。
圖1 System－level model PA ＋ DPD with two tones模型
圖2 雙音頻譜圖
手動(dòng)開(kāi)關(guān)處于開(kāi)啟狀態(tài)，使能DPD算法。切換時(shí)，TOI（三階截距點(diǎn)）得到顯著改善。檢查頻譜分析儀中的失真測(cè)量，以驗(yàn)證這些結(jié)果，得益于DPD線(xiàn)性化，諧波的功率降低。
圖3 開(kāi)啟DPD算法
圖4 開(kāi)啟DPD后雙音頻譜圖
在雙音信號(hào)進(jìn)入DPD塊或功率放大器之前，它經(jīng)過(guò)一個(gè)FIR插值器，在PA表征中使用相同的FIR插值器。這是必要的，因?yàn)楣β史糯笃鞯哪Ｐ褪遣逯岛蟮牟蓸勇�，而不是雙音信號(hào)的原始采樣率，而且為了建模功率放大器引入的高階非線(xiàn)性，需要對(duì)信號(hào)進(jìn)行過(guò)采樣。
所需幅度增益的DPD系數(shù)估計(jì)量是基于預(yù)期獲得的功率放大器（PA期間獲得表征），因?yàn)槌司�(xiàn)性化，總體目標(biāo)是使得DPD功率放大器的輸入輸出的聯(lián)合增益盡可能接近預(yù)期的增益。為了正確估計(jì)DPD系數(shù)，DPD系數(shù)估計(jì)模塊的輸入信號(hào)PA In和PA Out必須在時(shí)域內(nèi)對(duì)齊。通過(guò)查找延遲模塊驗(yàn)證了這一點(diǎn)，該模塊顯示射頻系統(tǒng)引入的延遲為0。此外，PA In和PA Out必須是功率放大器輸入信號(hào)和輸出信號(hào)的精確基帶表示，即沒(méi)有額外的增益或相移。否則，DPD系數(shù)估計(jì)模塊將不能正確地觀察功率放大器，也不會(huì)產(chǎn)生正確的DPD系數(shù)。這是通過(guò)確保上變頻和下變頻步驟都有一個(gè)增益為1，反饋信號(hào)到達(dá)PA Out之前，耦合器對(duì)損耗和相移做適當(dāng)補(bǔ)償。
在FIR插值器前的縮放因子的目的是幫助有效地利用線(xiàn)性化的功率放大器。即使啟用了DPD，也可能出現(xiàn)兩種不希望出現(xiàn)的情況。雙音信號(hào)相對(duì)于線(xiàn)性化系統(tǒng)的輸入范圍可能非常小，因此沒(méi)有充分利用線(xiàn)性化系統(tǒng)的放大能力。或者雙音信號(hào)可能太大，以致于功率放大器模型工作在PA表征期間觀察到的范圍之外，因此功率放大器模型可能不是物理設(shè)備的精確模型。我們使用以下啟發(fā)式方法來(lái)設(shè)置縮放因子。
假設(shè)DPD將功率放大器完全線(xiàn)性化以達(dá)到預(yù)期的幅度增益，那么DPD允許的最大輸入幅值應(yīng)該是PA表征過(guò)程中觀察到的最大功率放大器輸出幅度除以預(yù)期的幅度增益。DPD前的縮放因子應(yīng)該是DPD允許的最大輸入幅度除以PA表征過(guò)程中觀察到的插值信號(hào)的最大幅度。
該系統(tǒng)模型有一個(gè)計(jì)算最大歸一化PA輸入幅值的模塊。如果它等于1，則表示進(jìn)入射頻系統(tǒng)的基帶信號(hào)的最大振幅等于PA表征過(guò)程中觀察到的最大PA輸入振幅。因此，如果歸一化PA輸入幅值的最大值小于1，則可以增加上述啟發(fā)式方法設(shè)置的縮放因子。如果最大歸一化PA輸入幅值大于1，則應(yīng)減小縮放因子。
通過(guò)改變DPD系數(shù)估計(jì)塊中定義的度和內(nèi)存深度，可以在性能和實(shí)現(xiàn)成本之間找到最合適的折衷。
二、帶有類(lèi)似5G OFDM 波形的DPD
Simulink RF塊集模型：System－level model PA ＋ DPD with a 5G－like OFDM waveform
該Simulink模型的結(jié)構(gòu)與之前的Simulink模型相同。被放大的信號(hào)現(xiàn)在是類(lèi)似于5G的OFDM波形，而不是雙音信號(hào)。頻譜分析儀測(cè)量的是ACPR而不是TOI，并增加了一個(gè)子系統(tǒng)來(lái)測(cè)量放大后的OFDM波形的EVM和MER。
圖5 System－level model PA ＋ DPD with a 5G－like OFDM waveform模型
在沒(méi)有DPD線(xiàn)性化的情況下，系統(tǒng)的平均MER為24．4 dB，從星座圖測(cè)量結(jié)果可以看出。
圖6 星座圖
圖7 頻譜圖
手動(dòng)開(kāi)關(guān)處于開(kāi)啟狀態(tài)，使能DPD算法。當(dāng)被切換時(shí)，平均的MER顯著提高。星座圖也更聚集在模板上，有利于接收端解調(diào)。
圖8 開(kāi)啟DPD后的星座圖
這里，MER是一個(gè)測(cè)量值，叫做調(diào)制誤差率。MER是理想符號(hào)矢量幅度的平方和除以符號(hào)誤差矢量幅度的平方和，用dB表示。MER反映數(shù)字信號(hào)質(zhì)量，MER往往作為接收機(jī)對(duì)傳送信號(hào)能夠正確解碼的早期指示。事實(shí)上，MER是用來(lái)比較接收符號(hào)（用來(lái)代表調(diào)制過(guò)程中的一個(gè)數(shù)字值）的實(shí)際位置與其理想位置的差值。當(dāng)信號(hào)逐漸變差時(shí)，被接收符號(hào)的實(shí)際位置離其理想位置愈來(lái)愈遠(yuǎn)，這時(shí)測(cè)得的MER數(shù)值也會(huì)漸漸減小。一直到最后，該符號(hào)不能被正確解碼，誤碼率上升，這時(shí)就處于門(mén)限狀態(tài)即崩潰點(diǎn)。
可以想象，隨著5G使用256QAM調(diào)制，如果星座圖不夠好，信噪比不夠高，在高階調(diào)制下，很難成功解碼，高吞吐率就上不去，進(jìn)而失去5G的高數(shù)據(jù)速率優(yōu)勢(shì)。因此，DPD在5G中得到應(yīng)用，也是必然。
在利用FPGA實(shí)現(xiàn)DPD時(shí)，可基于LUT進(jìn)行設(shè)計(jì)。那么，怎樣才能實(shí)現(xiàn)呢？系數(shù)估計(jì)器又該怎么去設(shè)計(jì)呢？這就需要各位研發(fā)工程師付出努力了。
