摘要：提出了一種工作于X波段的基于復(fù)合左右手傳輸線理論的零階諧振器單元。利用兩個這樣的零階諧振器單元設(shè)計出一種工作于9.2GHz~9.5GHz的新型帶通濾波器，對設(shè)計進行全波的仿真，并且將全波仿真結(jié)果和實驗測量結(jié)果進行了對比。運用基于S參數(shù)的提取方法對該濾波器性能進行了理論分析。結(jié)果表明，該濾波器與基于耦合微帶線形式的傳統(tǒng)濾波器相比，保持了相對小的帶內(nèi)波紋和良好的截止特性，尺寸縮小了80% 。
1968年，前蘇聯(lián)科學(xué)家VESELAGO從Maxwell方程出發(fā)分析了電磁波在介電常數(shù)ε和磁導(dǎo)率μ同時為負的介質(zhì)中的傳播特性[1]，即電磁波在這種物質(zhì)中傳播時電場E、磁場H和波矢量k成左手關(guān)系，定義這種材料為左手材料LHMs(Left Hand Materials)。1996年和1999年，英國帝國理工大學(xué)的PENDRY教授分別提出導(dǎo)體桿(Wires)[2]和開口諧振環(huán)SRRs(Split Ring Resonator)[3]來分別實現(xiàn)負介電常數(shù)ε和負磁導(dǎo)率μ。2001年，美國加州大學(xué)的SMITH D R等人，通過組合導(dǎo)體桿和開口諧振環(huán)陣列[4]，首次構(gòu)造出了微波頻段ε和μ同時為負的左手材料，取得了突破性進展。復(fù)合左右手傳輸線可以視為左手材料基于電路理論的實現(xiàn)形式，由CALOZ等人于2002年提出[5]。其左手傳輸線等效電路是由串聯(lián)電容與并聯(lián)電感構(gòu)成，實際電路形式為交指電容和短截線電感。由于寄生參數(shù)效應(yīng)，其等效電路會出現(xiàn)串聯(lián)電感與并聯(lián)電容，而串聯(lián)電感與并聯(lián)電容構(gòu)成傳統(tǒng)的右手傳輸線。因此理想左手傳輸線并不存在，而是以復(fù)合左右手傳輸線的形式存在。
通信系統(tǒng)中經(jīng)常采用帶通濾波器來抑制寄生信號。隨著微波毫米波技術(shù)的快速發(fā)展，通信系統(tǒng)對微波濾波器提出了更高的性能要求，例如小型化、低插入損耗、高阻帶衰減。而復(fù)合左右手傳輸線，已經(jīng)被廣泛應(yīng)用于濾波器領(lǐng)域。作為一般微波器件，基于其零階諧振特性，其尺寸可以突破二分之一工作波長的限制。近來，這種傳輸線已經(jīng)被用來實現(xiàn)超寬帶濾波器的小型化[6]。其電路形式除交指電容和短截線電感之外，還有平面蘑菇形式[7]、過孔蘑菇形式[8]以及互補諧振環(huán)與開縫微帶線組合的形式[9]等。其中大多數(shù)是以模仿左手傳輸線等效電路中的串聯(lián)電容和并聯(lián)電感的形式而實現(xiàn)的。本文基于左手傳輸線等效電路，提出了一種新型的基于復(fù)合左右手傳輸線理論的諧振器，并且利用兩個這樣的諧振單元，構(gòu)造了一種工作于9.2GHz~9.5GHz的帶通濾波器，可應(yīng)用于搜救雷達頻段。與傳統(tǒng)的耦合微帶線形式的帶通濾波器相比，在兼顧性能的前提下，其實際占用尺寸縮小了80%。并且通過將基于有限元的HFSS全波仿真結(jié)果與基于矩量法的ADS仿真結(jié)果和實際測量結(jié)果對比，分析了該小型化濾波器的性能。
1 耦合微帶線濾波器設(shè)計
作為復(fù)合左右手傳輸線對微波濾波器的小型化對比，以用于搜救雷達的帶通濾波器為例。該帶通濾波器采用耦合微帶線形式，通帶范圍是9.2GHz~9.5GHz，中心頻率9.35GHz，相對帶寬0.03，與50Ω阻抗匹配。介質(zhì)基板為F4B，相對介電常數(shù)2.65，厚度1mm，損耗正切0.0019。為了獲得較陡峭的阻帶衰減，采用5級耦合微帶線結(jié)構(gòu)。通過ADS優(yōu)化仿真，將優(yōu)化結(jié)果導(dǎo)入到電路版圖，尺寸標(biāo)注如圖1所示。圖2是電路仿真結(jié)果，對電路版圖產(chǎn)生的仿真結(jié)果沒有進一步微調(diào)，目的是獲得該條件下耦合微帶線濾波器的一般尺寸即可，從而與基于復(fù)合左右手傳輸線原理構(gòu)成的小型化濾波器的尺寸對比。
圖1中，耦合微帶線中心對稱。經(jīng)過優(yōu)化仿真，尺寸優(yōu)化結(jié)果為W=2.73mm，L=5.36mm，W1=1.156mm，W2=1.675mm，W3=1.702mm，L1=5.15mm，L2=5.08mm，L3=5.0945mm，S1=0.487mm，S2=1.9mm，S3=2.1mm。帶內(nèi)插損<1dB，通帶波紋<0.5dB。最終，該濾波器整體占用尺寸約為為19mm×36mm。
2 基于復(fù)合左右手傳輸線理論的帶通濾波器設(shè)計
在普通微帶線中，只有正的諧振模式。在無耗情況下進行考慮，βl=mπ，(m=1，2，3…)，β為傳播常數(shù)。諧振頻率決定腔的物理長度，即當(dāng)諧振腔的長度為半波長的整數(shù)倍才會發(fā)生諧振，使得器件的尺寸大小受到了限制。這樣，基模(m=1)的微帶諧振腔長度至少為l=1/2·λ。
而CRLH TL的傳播常數(shù)可以為負(對應(yīng)傳輸模式m=-1，-2…），可以為正(m=1，2…)，也可以為零(m=0)，這就使其具有了零模傳輸?shù)奶匦�，即零階諧振特性。由理論推導(dǎo)可以看出，此諧振模式與器件的尺寸無關(guān)。進一步運用Bloch-Floquet理論推導(dǎo)發(fā)現(xiàn)，其中心頻率只依賴于結(jié)構(gòu)本身加載的電容與電感。因此，這個特性可以被用來研究實現(xiàn)微波器件的小型化。
理想左手傳輸線由串聯(lián)電容和并聯(lián)電感組成，因此，圖3所示的諧振單元可以來模仿這種電路的構(gòu)成形式：微帶線與該結(jié)構(gòu)單元之間的縫隙等效為串聯(lián)電容，該結(jié)構(gòu)單元的中心短截線通過過孔接地等效為并聯(lián)電感�；鍏�(shù)與耦合微帶線濾波器相同。由于加工精度的限制，該單元饋線設(shè)置為近似50Ω，寬度Ws=2.8mm，長度Fs=5.4mm，過孔直徑為0.3mm，圓形覆銅焊盤直徑0.7mm。該單元兩邊臂長C=3.2mm，單元與饋線縫隙為0.2mm。當(dāng)B1=3.6mm， B2=3.4mm時，該諧振單元諧振于9GHz，對該單元結(jié)構(gòu)進行矩量法仿真，并對端口進行去嵌套處理，取去嵌套距離為Fs，即去嵌套邊界剛好取到縫隙電容邊緣。其傳輸特性如圖4所示。通過調(diào)節(jié)中心短截線電感的長度或者饋線與單元間縫隙寬度可以大范圍調(diào)諧該結(jié)構(gòu)單元的諧振中心頻率。例如，隨著中心短截線長度的減小，該諧振單元的謝振頻率升高，如圖5所示。
為了展寬工作帶帶寬，克服單個單元帶寬窄的缺點，將兩個圖3所示的單元級聯(lián)。單元級聯(lián)會使縫隙電容增大，中心短截線的電感減小，為了使帶通濾波器工作在9.2GHz~9.5GHz，應(yīng)在級聯(lián)狀態(tài)下對單個單元的臂長進行調(diào)諧，并調(diào)節(jié)兩個單元的間距，使其耦合程度達到最佳，表現(xiàn)出良好的通帶特性。最終，B1=3.6mm，B2=3.4mm，C=3.2mm，G=0.2mm，其他尺寸不變。兩個單元間距D=0.8mm。加上饋線與單元縫隙電容的距離，該結(jié)構(gòu)兩單元級聯(lián)尺寸為14mm×8.2mm(計入饋線長度)。同樣進行去嵌套處理，距離兩饋線端口距離Fs，即去嵌套邊界取到縫隙電容邊緣。其ADS矩量法和HFSS三維有限元仿真結(jié)果如圖6所示。
從傳輸特性曲線可知，在通帶內(nèi)，插入損耗<1.5dB，通帶波紋<0.5dB。阻帶衰減有一定的惡化，但是在可以接受的范圍內(nèi)。通過MAO S G提出的基于S參數(shù)的電磁參數(shù)提取方法，得到該結(jié)構(gòu)的折射率n，然后根據(jù)等式β=jω·Re(n)得到該結(jié)構(gòu)的色散曲線關(guān)系，如圖7所示，該結(jié)構(gòu)在工作頻率9.2GHz~9.5GHz附近β近似于0，使得該器件的尺寸幾乎不受1/2工作波長的影響，尺寸得以大大減小。
3 測量結(jié)果
與傳統(tǒng)耦合微帶線濾波器相比，該結(jié)構(gòu)實際占用尺寸縮小了80%。兩種濾波器的傳輸特性測量結(jié)果如圖8和圖9所示。耦合微帶線濾波器測量結(jié)果與仿真結(jié)果相差較大，這是由于加工精度的原因，不能精確實現(xiàn)優(yōu)化結(jié)果。復(fù)合左右手傳輸線的測量結(jié)果與仿真比較，性能指標(biāo)基本實現(xiàn)。帶內(nèi)波紋增大，但仍然小于0.6dB。插入損耗增大，但小于2.7dB，這是由于基板損耗和厚度變化造成的。
本文提出了一種工作于9GHz頻段的基于復(fù)合左右手傳輸線理論的零階諧振器單元。該小型化濾波器與基于耦合微帶線形式的傳統(tǒng)濾波器相比，尺寸縮小了80%，同時保持了相對低的插入損耗和良好的截止特性。
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